| 數(shù)字量輸入輸出模塊DIO232 |
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數(shù)字量輸入輸出模塊DIO232 在SAR情形(a)中，PWM_SYNC脈沖觸發(fā)ADC執(zhí)行若干采樣和轉(zhuǎn)換。當(dāng)數(shù)據(jù)對(duì)控制環(huán)路而言已就緒時(shí)，系統(tǒng)產(chǎn)生一個(gè)中斷，控制環(huán)路便可開(kāi)始執(zhí)行。而在Σ-Δ情形中，不是等待ADC，而是要讓數(shù)據(jù)完全通過(guò)sinc濾波器。當(dāng)數(shù)據(jù)就緒時(shí)，系統(tǒng)產(chǎn)生一個(gè)中斷，指示控制環(huán)路可以執(zhí)行。如果進(jìn)行類比的話，SAR ADC的轉(zhuǎn)換時(shí)間相當(dāng)于脈沖響應(yīng)時(shí)間的一半。脈沖響應(yīng)一半的具體長(zhǎng)度取決于調(diào)制時(shí)鐘和抽取率。對(duì)于fM = 20 MHz且DR = 100的典型配置，脈沖響應(yīng)的一半為τd = 7.4 μs。雖然比快速SAR ADC略長(zhǎng)，但數(shù)值差別不大。 Σ-Δ ADC對(duì)控制性能的影響 應(yīng)當(dāng)注意，在典型控制系統(tǒng)中，PWM定時(shí)器的零階保持效應(yīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)脈沖響應(yīng)的一半，因此sinc濾波器不會(huì)嚴(yán)重影響環(huán)路時(shí)序。 采用Σ-Δ ADC，用戶可以自由選擇sinc濾波器延遲或輸出數(shù)據(jù)保真度。抽取率較高時(shí)，延遲較長(zhǎng)，但信號(hào)質(zhì)量較高；抽取率較低時(shí)則相反。這種靈活性對(duì)于電機(jī)控制算法設(shè)計(jì)十分有利。通常，算法的某些部分對(duì)延遲敏感，而對(duì)反饋精度較不敏感。其它部分適合在較低動(dòng)態(tài)特性和較高精度下工作，但對(duì)延遲較不敏感。舉個(gè)例子，考慮圖7(a)所示的常規(guī)比例積分控制器(PI)。P部分和I部分采用相同的反饋信號(hào)工作，意味著該信號(hào)的動(dòng)態(tài)特性必須適合兩種控制路徑。不過(guò)，P路徑和I路徑可以分離，如圖7(b)所示。由此還可以再前進(jìn)一小步，圖7 (c)顯示P路徑和I路徑分離，并且采用具有不同動(dòng)態(tài)特性的反饋信號(hào)工作。
圖7. PI控制器方案。(a)常規(guī)方案，(b) P路徑和I路徑分離，(c) P路徑和I路徑分離且反饋分離 P部分的任務(wù)是抑制快速負(fù)載變化和快速速度變化，但精度不是主要考慮。換言之，低抽取率和短延遲的sinc濾波器對(duì)P部分有利。I部分的任務(wù)是確保穩(wěn)態(tài)性能穩(wěn)定且精確，它要求高精度。因此，高抽取率和較長(zhǎng)延遲的sinc濾波器對(duì)I部分有利。這就產(chǎn)生了圖8所示的實(shí)現(xiàn)方案。
圖8. 雙sinc濾波器和分離的電流控制器P路徑和I路徑 電機(jī)相電流由一個(gè)傳感器(分流電阻)測(cè)量，并流經(jīng)一個(gè)抗混疊濾波器，供應(yīng)給Σ-Δ ADC。然后，1位數(shù)據(jù)流輸入兩個(gè)sinc濾波器，一個(gè)針對(duì)P控制器調(diào)諧，另一個(gè)針對(duì)I控制器調(diào)諧。為簡(jiǎn)明起見(jiàn)，圖8省去了Clark和Park變換。然而，電流控制是在一個(gè)旋轉(zhuǎn)dq框架中完成。 為了評(píng)估電流反饋分為兩條路徑的影響，我們對(duì)該閉環(huán)執(zhí)行了穩(wěn)定性分析。對(duì)于傳統(tǒng)的Z域分析，sinc濾波器會(huì)帶來(lái)問(wèn)題。它會(huì)引入一個(gè)延遲，對(duì)于任何實(shí)際抽取率，該延遲小于一個(gè)采樣周期。例如，若系統(tǒng)以fsw = 10 kHz的速率運(yùn)行，濾波器延遲將短于100 μs。從控制環(huán)路方面看，sinc模塊是一個(gè)小數(shù)延遲濾波器。為了模擬小數(shù)延遲，將sinc濾波器近似看作一個(gè)全通濾波器。在為奈奎斯特頻率一半的較低頻率時(shí)，該近似處理是精確的，但在更高的頻率，其與理想濾波器有一些偏差。然而，這里的目的是了解雙反饋如何影響環(huán)路穩(wěn)定性，就此而言，該近似是合適的。
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